Bandgap

Az oldal jelenlegi verzióját még nem ellenőrizték tapasztalt közreműködők, és jelentősen eltérhet a 2017. október 2-án felülvizsgált verziótól ; az ellenőrzések 8 szerkesztést igényelnek .

A bandgap ( angolul  bandgap , forbidden zone ) egy stabil tranzisztoros referenciafeszültségforrás (ION), amelynek értékét a használt félvezető tiltott zónájának szélessége határozza meg . Adalékolt egykristályos szilícium esetében , amelynek sávszélessége Eg = 1,143 eV T = 0 K mellett, a V REF feszültség a sávszélességű kimeneten általában 1,18 és 1,25 V [1] vagy ennek többszöröse, és maximális eltérés a normáktól a teljes munkakörben hőmérséklet és áramerősség nem több, mint 3%. A sávszélességek kéttűs "precíziós diódák" és analóg mikroáramkörök formájában készülnek , de fő alkalmazási területük a memória mikroáramkörökbe épített belső referencia feszültségforrások , feszültségstabilizátorok , digitális technológiai áramkörök monitorai (felügyelői). , analóg-digitális és digitális-analóg átalakítók.

Az alapvető sávszélesség-topológiákat az 1970-es években fejlesztették ki és vezették be. A modern iparban a Widlar sávszélességet egyszerű eszközökben , a Brokau sávszélességet pedig az igényesebb eszközökben használják . A legjobb pontosságot és stabilitást az 1990-es években kifejlesztett "superbandgaps" biztosítják a nemlinearitást és a kezdeti feszültségeltérést korrigáló áramkörökkel. A rejtett szerkezetű zener diódákon gyengébb a pontosságuk, mint az ION , ugyanakkor olcsóbb a gyártásuk, és alacsonyabb feszültségen és tápárammal is működnek . Vannak a sávszélesség elvén alapuló áramkörök, amelyek legfeljebb 1 V tápfeszültség mellett 200 mV referenciafeszültséget generálnak [2] , és vannak olyan áramkörök, amelyek legfeljebb 1 μA áramot fogyasztanak [3] .

Terminológia

Az orosz irodalomban nincs egyetlen általánosan elfogadott kifejezés, amely megfelelne az angol bandgap feszültségreferenciának . Az 1970-es években, amikor a hagyományos zener-diódák helyettesítésére integrált ION-okat árultak , a „zener-dióda sávszélességgel”, „zener-dióda U BE ” kifejezéseket használták [4] . Ez utóbbi kifejezés a "The Art of Circuitry " szerzői szerint pontosabban tükrözte a bandgap működési elvét [4] . Az 1990-es években a „zener-dióda U BE ”, „zener-dióda sávszélességgel”, „a sávköznek megfelelő referenciafeszültségforrás (ION), „sávrés feszültséget használó ION” [5] kifejezéseket használták . A lineáris tápegységek mikroáramkörökről szóló kézikönyv szerzői, észrevéve ezt a problémát, a fordítás elhagyását és a latin ábécé használatát javasolták: „bandgap” referenciafeszültségforrás (“bandgap” ION) [5] .

Hogyan működik

A sávszélesség működési elve két feszültség számtani összeadásán alapul: a közvetlenül előfeszített pn átmeneten lévő feszültségen , amely adott áramerősség mellett lineárisan csökken a hőmérséklet növekedésével, és a komplementer feszültségen egy másik áramköri elemen, amely egyenesen arányos az abszolút hőmérséklettel . Azokat az elemeket, amelyeken a feszültség lineárisan csökken a hőmérséklet emelkedésével, rövidítve CTAT ( angolul  kiegészíti az abszolút hőmérsékletet ), az elemeket pedig, amelyek feszültsége egyenesen arányos az abszolút hőmérséklettel - PTAT (proportional to abszolút hőmérséklet). 1964-ben a Fairchild Semiconductor mérnöke, David Hilbiber javasolta először az ilyen elemek egyesítését feszültségreferenciává (V REF ) - ez a zener-dióda hőstabil analógja , amely egy egyszerű egyenletet valósít meg :

A V REF állandó referenciafeszültség feltétele csak akkor teljesül, ha a feszültséghőmérséklet- együtthatók (TKV) az áramkör mindkét elemén ellentétes előjelűek és abszolút értékben egyenlők az üzemi hőmérsékletek és áramok teljes tartományában. Vannak pozitív és negatív SVC-elemek kombinációi, amelyek különböző fizikai mechanizmusokat alkalmaznak: például egy termikusan kompenzált Zener - diódában egy dióda negatív STC-je kompenzálja egy 5,6 V-os Zener-dióda pozitív STC-jét, amelyben a lavinaletörési mechanizmus érvényesül. a zener-bontás [6] . Az XFET típusú ION-ban a BJT áramkör pozitív TCV-je kompenzálja a FET áramkör negatív TCJ-jét , amelyet a szilícium permittivitása határoz meg. És csak a bandgap-ekben mindkét hőérzékeny elem ugyanazt az alapvető jelenséget használja.

CTAT elemek

A bipoláris és CMOS technológiával készült sávszélességek CTAT-elemei általában bipoláris npn tranzisztorok diódakapcsolatban [ 7 ] . Ha egy ilyen diódán állandó egyenáram folyik keresztül, amelyet külső forrás ad, akkor a V BE bázis-emitter átmenet feszültsége a hőmérséklet emelkedésével csökken. Szilíciumdiódák és tranzisztorok esetén a TKN V BE körülbelül -2 mV / K (egy fokos hőmérséklet-emelkedéssel az alap-emitter feszültsége 2 mV-tal csökken) . Az első közelítésben a V BE (T) függés lineárisnak tekinthető. Ha ezt a lineáris függést az alacsony hőmérsékletek tartományára extrapoláljuk , akkor abszolút nullánál (0 K) a V BE (T) egyenes az E G félvezető sávszélességével megegyező feszültségértéken metszi az ordinátát . T=0 K-en tiszta egykristályos szilícium esetén E G = 1,17 eV [8] , és analóg IC-kre jellemző adalékanyag -koncentrációjú szilíciumnál E G = 1,143 eV.

Egy pontosabb elemzés, figyelembe véve a megfigyelt V BE (T) függés nemlinearitását, azt mutatja, hogy a grafikon egy olyan pontban metszi az y tengelyt, amelynek feszültsége több tíz mV-tal nagyobb, mint E g . Adalékolt szilícium esetén az adalékanyag +77 mV, és a számított feszültség a csomóponton 0 K-on 1,22 V. Az angol szakirodalomban ezt az értéket "magic voltage"-nek (V MAGIC ) nevezik. Nem függ a működési pont megválasztásától: a pn átmeneten átmenő áram változásával az egyenes a pont körül forog (0 K, V MAGIC ), míg az áramerősség növekedésével a csomóponti feszültség nő, ill. a TKN (egyenes lejtő) csökken.

PTAT elemek

A bandgap PTAT elemek szilícium bipoláris tranzisztorpárokra épülnek, dióda vagy tranzisztor csatlakozásban. A CMOS mikroáramkörökben lehetőség van bipoláris tranzisztorok és MOSFET-ek használatára is gyenge inverziós módban. Ebben az üzemmódban a MOSFET feszültség-áram karakterisztikája (IVC) exponenciálisan növekszik a feszültség növekedésével, hasonlóan a hagyományos dióda IV-karakterisztikájához. A PTAT pár egyik tranzisztorja nagyobb, a másik kisebb áramsűrűséggel működik, és a két áramsűrűség χ ( chi small ) aránya minden üzemmódban állandó. Mindkét átmenet azonos hőmérsékletén a rajtuk lévő feszültségek közötti különbség egyenlő

, ahol k a Boltzmann állandó , q az elektrontöltés .

Alapvetően fontos, hogy egy tranzisztorpár ΔV értéke csak a geometriájától, az áramok (azaz χ ) és a hőmérséklet arányától függ. Ez kevéssé függ a technológiai paraméterek elterjedtségétől, amely egyformán befolyásolja a pár mindkét tranzisztorát, és az áramok abszolút értékétől. Az áramnak a feszültségtől való exponenciális függése a Shockley-képlet szerint zárójelben van: a csomópontok közötti feszültségkülönbséget a hőmérséklet egyszerű lineáris függvénye határozza meg.

Feszültségek hozzáadása

A szakirodalom leírja a χ 200-ig terjedő sávszélességét [9] , de általában a χ -t 4 és 48 közötti tartományban választják. Ilyen χ értékekkel és normál hőmérséklettel (+25 °C) a ΔV 36-tól van. 100 mV-ra, hőmérsékleti együtthatója pedig 0,12-0,33 mV/°C. Ahhoz, hogy a PTAT-elem TKV-ja abszolút értékben egyenlő legyen a pn-átmenet TKV-jával (kb. −2 mV/°С), ΔV-t 5…15-szörösére kell növelni. Helyesen megválasztott erősítéssel a CTAT és PTAT elemek feszültségeinek összege az első közelítésben egyenlő lesz a V MAGIC értékkel :

Az úgynevezett alsávban több száz mV-os referenciafeszültséget generálva (V REF << V MAGIC ), a ΔV szorzása helyett a V CTAT osztást használjuk :

Az áramok hozzáadásával járó sávszélességekben a V CTAT és V PTAT feszültségek I CTAT és I PTAT áramokká alakulnak , amelyeket ezután összegeznek - például egy közös ellenálláson:

Elfogadható kompenzációs pontosság csak akkor érhető el, ha az összes STAT és PTAT tranzisztor emitter csomópontjainak hőmérséklete egyenlő, és a PTAT elem tranzisztorjain keresztüli áramsűrűség aránya kellő pontossággal be van állítva [10] . Ez kizárja annak lehetőségét, hogy diszkrét tranzisztorokra sávszélességet építsenek: minden sorozatban gyártott sávszélesség monolitikus integrált áramkör vagy szerkezeti blokkja [10] . Ha nem két tranzisztorra építünk egy PTAT-elemet, hanem kettőre egy precíziós monolit tranzisztorra, akkor részben megközelíthetjük a minimális követelményeket [11] . Az ilyen áramkörök még precíziós műveleti erősítők és gondosan kiválasztott passzív komponensek használata esetén is minden tekintetben rosszabbak, mint az integrált ION-ok, kivéve a megengedett legnagyobb tápfeszültséget [12] .

A sávszélesség zaját a ΔV lövészaj határozza meg, ezért a zaj felerősítésének elkerülése érdekében a tervezők általában nagyobb χ értéket és kisebb erősítést választanak. A χ értékét vagy úgy állítjuk be, hogy két azonos tranzisztoron különböző áramokat erőltetünk át (Widlar-féle sávszélesség), vagy úgy, hogy két tranzisztor pn átmenetének eltérő hatásos területét állítjuk be, amelyeket ebben az esetben egyenlő árammal táplálunk (Brockau-féle sávszélesség). A pn átmenetek területének közvetlen skálázása nem teszi lehetővé a χ értékének elfogadható pontosságú beállítását, ezért a gyakorlatban ehelyett azonos pn struktúrák párhuzamos kapcsolását alkalmazzák - bázis-emitter cellák közös kollektoron vagy teljes értékű tranzisztorok [13] ] . Egy egyszerű bandgap IC TL431 -ben három tipikus cella működik egy kisebb tranzisztorban [14] , egy nagyobbban egy-hat, a precíziós eszközökben pedig százban mérik a cellák számát. Az analóg-digitális CMOS - VLSI -ben minden egyes ilyen cella tipikus mérete  10 × 10 μm, vagyis több százszor nagyobb, mint egy azonos áramkör digitális MOS tranzisztorja [15] .

Ez a megközelítés az áramkörben használt rezisztív osztók tervezését is leegyszerűsíti. A k erősítési vagy osztási tényezőt beállító precíziós ellenállásokat általában tipikus, azonos ellenállásokból veszik fel. A lehetséges kombinációk száma és ennek megfelelően az erősítések korlátozottak, így az erősítés finombeállítása nem az osztó beállításával, hanem χ változtatásával történik . Minél több cella van a PTAT elem két tranzisztorában, annál kisebb a lehetséges lépés a kimeneti feszültség beállításához [13] . Paradox módon minél több cella található mind a két tranzisztorban, annál könnyebb elhelyezni azokat az operációs rendszer chipen, hogy minimalizáljuk az IC chip inhomogén hőmérséklet-eloszlása, az adalékolás inhomogenitása és a mechanikai feszültségek által okozott hibákat [13] .

Klasszikus bandgap sémák

Hilbiber bandgap (1964)

A Hillbiber által 1964 februárjában javasolt legegyszerűbb sávszélességű áramkör két különböző technológiával gyártott szilícium tranzisztor láncot használt, és ezért eltérő emitter-átmeneti áram-feszültség karakterisztikával rendelkezik [16] . A nagyáramú áramkörben 10 „alacsony feszültségű” típusú tranzisztort használtak diódakapcsolásban, az alacsony áramkörben 9 „nagyfeszültségű” tranzisztort (a bázis feszültségének értelmében). -emitter junction) típusú [16] . Ez az áramkör még könnyebben megvalósítható, ha ugyanazokat a tranzisztorokat használja, és mindkét áramkört közös áramforrásról táplálja. Egy gyengeáramú (a séma szerint felső) diódaláncban n dióda és egy ellenállás van sorba kötve, egy nagyáramúban - n + 1 dióda. A felső lánc minden diódáján a V d feszültség csökken , az alsó lánc mindegyik diódáján - V d + ΔV. Az egyenlőségtől

ebből következik, hogy a feszültség leesik az ellenálláson

V d lineárisan csökken a hőmérséklet emelkedésével, míg ΔV lineárisan nő. Hőmérsékleti együtthatóik kompenzálása két lépésben történik: először az n diódák számának kiválasztásával, majd a tápáram finomhangolásával. Az áramkör teljesen működőképes, de a gyakorlatban nem használják, mivel nagy, körülbelül +10 V-os tápfeszültséget igényel - és ilyen feszültségeken előnyösebb a zener-diódák használata [17] .

Bandgap Vidlara (1970)

1970 februárjában Bob Widlar bejelentette a szakmai közösségnek az első hárompólusú feszültségszabályozó megalkotását. Ugyanebben az évben az új áramkör sorozatba került LM109 néven, és 1971 februárjában megjelent egy cikk a részletes leírásával az IEEE magazinban. Az LM109 volt az első, amely az 1969-ben kifejlesztett Widlar bandgap-et használta – ez az első , legegyszerűbb megvalósítása a Hilbiber által hat évvel korábban javasolt elvnek [18] . A következő évben, miután Widlar elhagyta a National Semiconductort , a cég kiadott egy kéttűs "precíziós diódát" LM113-at, amely a Zener dióda analógja Widlar sávszélességén [18] .  

Widlar áramköre saját áramtükréből fejlődött ki , amelyet először 1965-ben alkalmaztak a μA709 műveleti erősítőben . Az LM109-ben megvalósított alap három tranzisztoros Vidlar sávszélességű cellában az aszimmetrikus tükör T1 vezető tranzisztorja körülbelül 1 mA emitterárammal, a T2 szolga körülbelül 10-szer kisebb áramerősséggel működik. Mindhárom tranzisztor azonos, így a T2 bázis-emitter átmeneten áthaladó áramsűrűség 10-szer kisebb, mint a T1-en áthaladó áramsűrűség, és az R2 emitterellenálláson normál hőmérsékleten 60 mV ΔV szabadul fel. Az R3 kollektor ellenálláson, amelynek ellenállása 10-szer nagyobb, mint R1, a szükséges V PTAT ≈10 ΔV van lefoglalva. A V PTAT + V CTAT aritmetikai összeadása úgy történik, hogy a T3 tranzisztor bázis-emitter csomópontját a T2 kollektora és a test közé csatlakoztatjuk. Az áramkör két kivezetése közötti feszültség növekedésével a T3-on áthaladó áram nem lineárisan növekszik, vagyis a T3 egyszerű hibaerősítőként is működik. Ennek az erősítőnek a hurokerősítése kicsi, így az áramkör parazita kapacitása elegendő ahhoz, hogy minden normál üzemmódban stabilan tartsa [19] . Az LM113 hasonló három tranzisztoros cellát használ χ=15 értékkel, de a T3-on áthaladó áramot külön áramtükör stabilizálja, a T3 kollektorára pedig egy kétfokozatú, maximum 50 mA kimeneti áramú erősítő csatlakozik.

A Widlar-féle robbanás teljes kumulatív hibája nem haladja meg a V REF [1] 3%-át . Az áramkörnek van egy nehezen javítható, minden egyszerű áramtükörre jellemző hátránya: a PTAT elem hibája, a T2 és T3 nem nulla alapáramok miatt. A ΔV erősítés, amely első közelítéssel egyenlő R3/R2-vel, valójában valamivel kisebb, mivel a T2 kollektoráram mindkét ellenálláson, az alapáram pedig csak az R2-n keresztül folyik. A fokozati erősítési különbség a T2 (β) áramerősítéstől függ, amely viszont a hőmérséklettel lebeg. E hiba ellenére a Widlar áramkört továbbra is használják egyszerű eszközökben, például a 78xx család lineáris szabályozóiban és a TL431 IC-ben [20] [14] .

Bandgap Brokaw (1974)

1974-ben [21] az Analog Devices mérnöke, Paul Brokaw egy másik áramkör-tervet javasolt ( Brodgap Brokaw ), amelyben a tranzisztorok bázisáramai szinte semmilyen további hibát nem okoznak. A Brokau-séma szerint épült meg az első precíziós háromkimenetű AD580 referenciafeszültségforrás , amely a történelem egyik legsikeresebb ION-ja lett [22] . Az 1990-es évek közepére a Brokaw áramkör, különféle módosításokkal, vált a fő áramkörré, kiszorítva a Widlar áramkört a precíziós eszközök piacáról. A V REF számított eltérése a normától a 0 és 100 C közötti tartományban nem haladja meg a 0,18% V REF értéket . A valóságban ezek a számok nem érhetők el: finom illesztés nélkül a Brokaw sávszélesség teljes kumulatív hibája a V REF 2,5%-a [23] .

A Brokaw bandgap CTAT és PTAT elemeinek funkcióját ugyanaz a tranzisztorpár látja el. Külső példaértékű áramforrás nem szükséges, mivel a Brokau cellában már van egy erősítő, amely példaértékű feszültséget tart fenn a kimeneten. A Brokaw cella első, legegyszerűbb változatában csak négy tranzisztort használnak: T1 és T2 hőérzékeny pár, két emitteres T3 szimmetrikus áramtükör , T4 a legegyszerűbb kimeneti áramerősítő (valódi áramkörökben a funkciója gyakran műveleti erősítő hajtja végre ). A kimeneti feszültség pontosan megegyezik a V MAGIC értékkel . Az elterjedtebb későbbi áramkörökben a T4 tranzisztort egy műveleti erősítő váltja fel , amely lehetővé teszi az önkényesen beállított feszültségek fenntartását a cella kimenetén [24] .

A legalacsonyabb megengedett tápfeszültség 2,2 V, vagy V REF + 1 V. Amikor a négytranzisztoros cellát áram alá helyezik, az kikapcsolt állapotban van. A kezdő, indító, áram cellájába történő "injekcióhoz" a keret által körbekerített indítót használjuk. Amikor a főcella működési módba lép, a feszültség a T1 és T2 alapokon megemelkedik, a trigger eszköz lecsatlakozik a főcelláról, és már nem befolyásolja a működését. Az ilyen indítóláncokra szinte mindenkinek szüksége van, beleértve a legmodernebb Brokaw bandgapeket is [25] .

Az áramtükör egyenlő áramot tart fenn T1-ben és T2-ben, így a χ áramsűrűség arány megegyezik a T1-ben és T2-ben lévő emitterszerkezetek számának arányával, amely az első Brokau-cellában 1:10 volt. Az R1 ellenálláson ΔV PTAT feszültség szabadul fel, az R1 -en áthaladó áram ( I R1 =ΔV / R1 ) arányos az abszolút hőmérséklettel. Az R2 -n átfolyó áram I R2 kétszerese I R1 , tehát az R2-n lévő feszültség is arányos az abszolút hőmérséklettel. A V REF kimeneti feszültség az

,

azaz a V REF célérték beállítása , amelynél a TKN V T1 és ΔV kompenzálása várható , úgy történik, hogy egy tipikus tranzisztor emittercsatlakozásánál a kiválasztott áramértékhez és műszeresen mért feszültséghez R1 és R2 értéket választunk [26] . Ha az R1 és R2 számított értékei nem teszik lehetővé, hogy ugyanazokból a tipikus ellenállásokból levonják őket, akkor az áramértéket módosítani kell és újra kell számítani úgy, hogy a cél V REF értékét az R2 / legközelebbi egész számánál vagy többszörösénél érjük el. R1 például 4:1, 5:1 vagy 9:2 [27] . Az analóg chiptervező cégek általában szabványos táblázatmegoldásokat használnak, amelyeket minden egyes alkalmazott technológiához állítanak össze, és az R2/R1 arány 2:1 és 5:1 között van [28] .

Bandgap Vidlara (1977)

1976-1977-ben Widlar új sávszélesség-topológiák családját vezette be [29] . Ezekben az áramkörökben Widlar a PTAT elemet két párhuzamos ágra osztotta - egy tranzisztorpárra és egy ellenállásos feszültségosztóra [30] . A hőmérséklettel arányos ΔV-t nem az emitterek, hanem a T1 és T2 tranzisztorok bázisai között vettük [30] . χ = 4 esetén a ΔV értéke normál hőmérsékleten körülbelül 36 mV, az R1-en áthaladó áram pedig 12 μA (36 mV / 3 kΩ) [30] . Ha figyelmen kívül hagyjuk a T1 és T2 bázisok áramát, akkor a feszültségesés a teljes R3-R1-R2 osztón (vagyis a PTAT feszültségen) normál hőmérsékleten 636 mV (36 mV * 3 kΩ / 53 kΩ), hőmérsékleti együtthatója pedig abszolút értékben egyenlő a T4 CTAT tranzisztor TCR-jével és ellentétes előjelű [30] .

Ennek az áramkörnek a kimeneti feszültségének számított eltérése a névleges értéktől a 0 és 100 ° C közötti tartományban nem haladja meg a 2 mV-ot vagy a névleges érték 0,15%-át [30] . Legfeljebb 0,04%-ra javítható a legegyszerűbb korrekciós lánc (a diagramon bekarikázva) segítségével, amely magas hőmérsékleten bekapcsol, és levágja a hőmérsékleti karakterisztika púpját [31] . Ez a korrekciós módszer, amelyet szintén Widlar vezetett be, később másodrendű hőmérséklet-kompenzációként vált ismertté [31] . A korrekciós áramkör jelenlététől függetlenül az áramkör továbbra is érzékeny a folyamatparaméterek eltéréseire és az alkatrészek szórására. Ennek az áramkörnek a kimeneti feszültségeinek tényleges szórása (a finombeállítás figyelembevétele nélkül) a névleges érték legfeljebb 3%-a „normál” (alacsony) χ -értékeknél és a névleges feszültség legfeljebb 2,3%-a nagy értékeknél. of χ [31] .

Subbandgap Vidlara (1977)

1977-ben a National Semiconductor kiadta a Widlar LM10 IC-jét, amely egy mikroteljesítményű műveleti erősítőt és egy független 200 mV-os referenciát tartalmazott saját puffererősítővel ugyanazon a chipen. Ez az ION, amely a második generáció „nagy” Vidlar sávhézagaihoz hasonló séma szerint épült, lefektette az alapjait a sávrésnél lényegesen kisebb feszültségforrások egy osztályának [32] .

Katonai hőmérsékleti tartományban (-55 és +125 °C között) az ION LM10 1,1 V tápfeszültség mellett is működőképes (kisebb, mint a sávszélesség), míg a TKN csak 4 μV / °C (20 ppm / °) C). A kiterjesztett polgári hőmérsékleti tartományban (-55 és +85 °C között) az LM10 mindössze 1,0 V tápfeszültséggel elegendő [33] . A teljes feszültségeltérés (200 mV) ±3% (194-206 mV) katonai és autóipari sorozatoknál (LM10, LM10B, LM10BL), és ±5,5% (189-211 mV) polgári sorozatoknál (LM10C), LM10CL . ] .

A Vidlar-féle subbandgap alapvető hátránya a stabil kimeneti feszültségek kis tartománya. A Widlar részsáv kimenő feszültsége megközelítőleg megegyezik a T1, T2 tranzisztorpár ΔV kétszeresével. Az LM10 χ =50 és ΔV≈100mV tranzisztorokat használt, így a kimeneti feszültség 200mV. A χ -t a gyakorlati határértékre növelve ( χ =200) a kimeneti feszültséget csak 272 mV-ra lehet emelni [34] .

Subbandgap két aktuális forráson

Az albangupok tervezésének második megközelítése a feszültségek helyett az áramok összeadásán alapul. Két áramforrás, amelyek hőmérsékletfüggő I CTAT és I PTAT áramot generálnak , egy közös ellenállásra van terhelve. Ezen az ellenálláson a feszültség arányos az ellenállásával, és tetszőlegesen kicsi vagy nagy lehet (a tápfeszültségen belül).

Az ilyen bandgap klasszikus áramköre hagyományos PTAT elemet használ a T4 és T6 tranzisztoron [35] . Az S T6 =3S T4 területek arányával és az áramok I T4 =2I T6 arányával az áramsűrűségek aránya χ =6, ΔV=47 mV [35] . A T1 és T3 tranzisztorok a tápfeszültség bekapcsolásakor elindítják az áramkört, majd visszacsatoló hurkot zárnak a T4, T6 pár körül, stabilizálva az I T4 és I T6 áramokat [35] . A ΔV-vel arányos T6 áramot (47 mV / 7,65 kΩ = 6,1 μA) a T5 kétkollektoros tranzisztoron lévő áramtükör tükrözi [35] . A tükör által keltett két egyforma áram közül az egyik az R3 ellenálláson keresztül, a másik a T8 CTAT tranzisztorral van összekötve [36] . Az R2 ellenálláson keresztüli CTAT áram egy másik áramtükröt (T11, T12) hajt meg, amely az R3 ellenállásra van terhelve [36] . Az áramkör kimeneti feszültsége a jelzett ellenállásértékeknél 250 mV [36] .

A feszültség hőmérsékleti együtthatója és a kimeneti feszültség normál hőmérsékleten egymástól függetlenül kerül beállításra [36] . A TKN beállításához R1 (PTAT) vagy R2 (CTAT) lézeres trimmést hajtanak végre, feszültségkorrekcióhoz - R3 lézeres trimmést [36] . Testreszabás nélkül a V REF kezdeti terjedése eléri a ±3,6%-ot. A kezdeti tűrés ilyen magas értékei (magasabbak, mint Widlar primitív sávszélességében) minden részsávra jellemzőek [36] .

Jegyzetek

  1. ↑ 1 2 Camenzind, 2005 , p. 7-3.
  2. ↑ 1 2 LM10 műveleti erősítő és feszültség referencia (adatlap) . National Semiconductor , Texas Instruments (2000). Archiválva az eredetiből 2013. január 8-án.
  3. ↑ Például LT6656 0,85 µA maximális tápárammal LT6656:1 µA Precision Series Voltage Reference . Lineáris technológia (2010). Letöltve: 2011. január 11. Az eredetiből archiválva : 2013. január 8..
  4. ↑ 1 2 Horowitz és Hill, 1986 , p. 319.
  5. ↑ 1 2 Mikroáramkörök lineáris forrásokhoz, 1998 , p. 206.
  6. ↑ Horowitz & Hill 1986 , p. 316.
  7. ↑ Camenzind, 2005 .Eredeti szöveg  (angol)[ showelrejt] az egyedüli elég jó diódák a diódával kapcsolt bipoláris tranzisztorok (vagy egyes kiviteleknél a bipoláris tranzisztorok alap-emitter diódái) , p. 7-13.
  8. ↑ Zee, 1984 , p. 19. Az 1969-es angol eredetiben az 1,16 eV értéket adják meg.
  9. ↑ Gilbert, 1995 , p. 303.
  10. ↑ 12. Harrison , 2005 , p. 408.
  11. ↑ Harrison, 2005 , p. 408, 357.
  12. ↑ Harrison, 2005 , pp. 357-359.
  13. ↑ 1 2 3 Gilbert, 1995 , p. 287.
  14. ↑ 1 2 A TL431 áramkör teljes elemzését lásd: Basso, C. A TL431 kapcsolóüzemű tápegység hurkok: I. rész  // ON Semiconductor . – 2009.
  15. ↑ Camenzind, 2005 , p. A 7-13. ábrák sávszélességeket írnak le 180 nm-es és 120 nm-es IC-kben.
  16. ↑ 1 2 Camenzind, 2005 , p. 7-1.
  17. ↑ Pease, 1990 .
  18. ↑ 12. Harrison , 2005 , p. 322.
  19. ↑ Camenzind, 2005 , p. 7-2.
  20. ↑ Mikroáramkörök lineáris forrásokhoz, 1998 , p. 220.
  21. ↑ Brokaw alapvető munkája, az A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference , az 1974. decemberi IEEE Journal of Solid-State Circuits című folyóiratban jelent meg.
  22. ↑ Harrison, 2005 , p. 406.
  23. ↑ Camenzind, 2005 , p. 7-5.
  24. ↑ Gilbert, 1995 , p. 296.
  25. ↑ Camenzind, 2005 , p. 7-4.
  26. ↑ Lee, 2004 , p. 321 példát ad a számításra.
  27. ↑ Lee, 2004 , p. 321.
  28. ↑ Gilbert, 1995 , p. 302., táblázat a 303. oldalon.
  29. ↑ Camenzind, 2005 , p. 7-6.
  30. ↑ 1 2 3 4 5 Camenzind, 2005 , p. 7-7.
  31. ↑ 1 2 3 Camenzind, 2005 , p. 7-8.
  32. ↑ Harrison, 2005 , p. 405.
  33. ↑ Harrison, 2005 , pp. 405-406, 430-431.
  34. ↑ Camenzind, 2005 , p. 7-10.
  35. ↑ 1 2 3 4 Camenzind, 2005 , p. 7-11.
  36. ↑ 1 2 3 4 5 6 Camenzind, 2005 , p. 7-12.

Irodalom

Referencia feszültségforrások
Diszkrét Integrál
Weston elem Higany-cink elem Gáztöltésű zener dióda Stabistor zener dióda Rejtett szerkezetű zener diódákon Bandgap A térhatású tranzisztorok differenciálpárjain (XFET) Lebegőkapu tranzisztor (FGA)
izzó kisülés koronakisülés Következetes Párhuzamos