N-OFDM

Az oldal jelenlegi verzióját még nem ellenőrizték tapasztalt hozzászólók, és jelentősen eltérhet a 2014. június 1-jén felülvizsgált verziótól ; az ellenőrzéshez 141 szerkesztés szükséges .

Az N-OFDM ( Non-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ) egy digitális modulációs módszer, amely sok egymáshoz közel elhelyezkedő, nem ortogonális frekvencia-alvivőt használ [1] [2] . Az OFDM -hez hasonlóan minden alvivőt egy hagyományos modulációs sémával modulálnak (pl. kvadratúra amplitúdó moduláció).

Az alvivő elhelyezésének elve

Az N-OFDM jelet harmonikus alvivők alkotják, amelyek frekvenciájában mind egyenlő intervallumokra (jelen esetben az alvivők egyenlő távolságra történő elhelyezéséről beszélünk), mind pedig különböző frekvenciaintervallumokra (az N-OFDM nem egyenlő távolságú változata) eloszthatók. . Egyenlő távolságú frekvenciaeloszlás esetén az N-OFDM jel által elfoglalt teljes sávszélességet alcsatornákra osztjuk , amelyek szélessége , ahol a jelminta időtartama, amelyen keresztül az FFT műveletet végrehajtják (szimbólum intervallum). $N$ $\Delta f$ $\Delta F$ $N$ ${\displaystyle \Delta f<1/T_{s))$ $T_{s}$

Így, ha az alvivők közötti frekvenciaintervallum kifejezését így írjuk fel , akkor az eset megfelel az OFDM -nek és az N-OFDM egyenlő távolságú változatának. $\Delta f=\alpha /T_{s}$ $\alpha=1$ $\alpha < 1$

Az alvivők nem egyenlő távolságra történő elhelyezésével általában egy többfrekvenciás csomagon belül nem csak a frekvenciaintervallumokat lehet kombinálni , hanem az OFDM -ben ( ), sőt az FDM-ben ( ) is rejlő frekvenciaintervallumokat is. Az alvivők nem egyenlő távolságra történő elhelyezésének előnye, hogy a jelamplitúdók kvadratúra komponenseinek becslési hibái jelentősen csökkenthetők egy egységes frekvenciaintervallumhoz képest [1] [2] . $\Delta f_{i}<1/T_{s}$ $\Delta f_{i}=1/T_{s}$ $\Delta f_{i}>1/T_{s}$

Az N-OFDM elmélet rövid története

Ennek a jelmodulációs módszernek a prototípusa egy rádiótechnikai rendszer amplitúdó-frekvenciás jellemzőinek (AFC) mérésére szolgáló módszer volt többfrekvenciás jelcsomag segítségével, amelyet az Orosz Föderáció 2054684 sz. találmány szerinti szabadalma ismertet . 3] . Ebben a találmányban az egyes harmonikus jelek amplitúdóinak optimális becslését alkalmaztuk, amely megegyezik azzal, amit ezt követően az N-OFDM jelek demodulálására használtunk. Ennek a módszernek a lényegi különbsége az volt, hogy a bemeneti műveletek frekvenciái a teljes bemeneti jelcsomagban a Rayleigh-felbontási határnál (a frekvenciaszűrő frekvencia-válaszának szélességénél) kisebb frekvenciaintervallumra helyezhetők el.

2001-ben a Slyusarem V.I. megindult az N-OFDM elmélet [4] [5] [6] [7] kidolgozása . Ez a tudományos irány az OFDM technológia általánosítása volt, és a jelek szuper-Rayleigh-frekvenciás tömörítésével és az azt követő jeldemodulációval különbözik meg a valószínűségi egyenletrendszer optimális megoldásával az ismeretlen amplitúdóbecslésekhez képest.

Hasonló művek külföldön először 2003 őszén jelentek meg [8] [9] [10] [11] [12] [13] . Ebben az esetben az N-OFDM-mel ekvivalens NOFDM [14] , n-OFDM [15] , Spectrally Efficient FDM (SEFDM) [8] [16] stb. kifejezéseket használjuk , amelyek tulajdonképpen az ismerteket írják le. publikációk az N-OFDM [ 3] [4] [5] [6] [7] frekvenciájában nem ortogonális jelek képzési és feldolgozásának módszereiről, valamint azok továbbfejlesztéséről.

Az N-OFDM előnyei

Annak ellenére, hogy az N-OFDM jelek demodulálása megnövekedett az OFDM-hez képest , a nem ortogonális alvivő frekvenciatávolságra való áttérés számos előnnyel jár:

nagyobb spektrális hatásfok a jel sávszélességének csökkentése és a több terminál elektromágneses kompatibilitásának javítása érdekében
A frekvencia-koncentrált interferencia adaptív detuningolása az alvivő frekvencia-besorolásával
az alvivő-frekvenciák Doppler-eltolásainak figyelembevételének lehetősége, amikor nagy sebességgel mozgó előfizetőkkel dolgozik
különböző frekvenciatervek használata kiegészítő kulcsként, hogy megvédje az információkat a kommunikációs csatornához való jogosulatlan hozzáféréstől
a többfrekvenciás jelkeverék csúcstényezőjének csökkentése

Az N-OFDM jelek feldolgozásának módszerei

Egy idealizált N-OFDM adó

Az N-OFDM jel nem ortogonális segédvivők halmazának összege [1] , amelyek mindegyikén a főfrekvencián továbbított adatot egymástól függetlenül modulálják valamelyik modulációs típus (BPSK, QPSK, 8-PSK, QAM) segítségével. stb.). A rádiófrekvenciás vivőt ezután ezzel az összegző jellel modulálják.

$s[n]$ bináris számjegyekből álló soros adatfolyam. A jelfeldolgozó (DSP) előtt ezt az adatfolyamot először N párhuzamos adatfolyammá alakítják, majd mindegyiket leképezik egy szimbólumfolyamra fázis (BPSK, QPSK, 8-PSK) vagy amplitúdó-fázisú kvadratúra moduláció (QAM) segítségével. eljárást. A BPSK moduláció használatakor bináris számfolyamot (1 és -1) kapunk, QPSK, 8-PSK, QAM esetén pedig komplex számok folyama. Mivel a folyamok függetlenek, a modulációs módszer és ezért az egyes folyamokban a szimbólumonkénti bitek száma eltérő lehet. Ezért a különböző adatfolyamok eltérő bitsebességgel rendelkezhetnek. Például a vonal sávszélessége 2400 baud (karakter per másodperc), és az első adatfolyam QPSK-val működik (2 bit per szimbólum) és 4800 bps-t ad át, a másik pedig QAM-16-tal (4 bit szimbólumonként), ill. 9600 bps-t továbbít vele.

A digitális jelfeldolgozó processzor (DSP) N darab egyszerre érkező szimbólumot használ, ugyanazt az összetett mintakészletet létrehozva az időtartományban (időtartomány minták), amely megfelel a frekvenciájukban nem ortogonális harmonikus jelek feszültségmintáinak összegének. Ezután a digitális-analóg konverterek (DAC) a valós és a képzeletbeli komponenseket külön-külön analóg formává alakítják, majd modulálják az RF koszinuszhullámot, illetve a szinuszost. Ezeket a jeleket tovább összegezzük, és az átvitt s(t) jelet kapjuk .

Egy idealizált N-OFDM vevő

A vevő egy r(t) jelet vesz , és kivon belőle koszinusz ( cos ) és szinusz ( sin ) kvadratúra komponenseket úgy, hogy r(t)-t megszoroz és - és aluláteresztő szűrőket , amelyek kiszűrik a körüli sávban az oszcillációkat . A kapott jeleket ezután analóg-digitális átalakítók (ADC) segítségével digitalizálják, és közvetlen gyors Fourier-transzformációnak (FFT) vetik alá . Ez N-OFDM jelet eredményez a frekvenciatartományban. $\cos(2\pi f_{c}t)$ $\sin(2\pi f_{c}t)$ ${\displaystyle 2f_{c))$

Az N számú párhuzamos adatfolyamot egy szimbólum dekódolóba tápláljuk, amely egy adott algoritmus segítségével a bináris sorozatot fázismodulációs (BPSK, QPSK, 8-PSK adóban használva) vagy amplitúdó-fázis kvadratúra információs szimbólumaivá alakítja. moduláció (ha QAM adóban használják). Ideális esetben olyan bitfolyamot kapunk, amely megegyezik az adó által továbbított bitfolyammal.

Gram-Schmidt és Löwdin ortogonalizálása

Az N-OFDM jelek demodulálására [17] [18] -ban javasolták a klasszikus Gram-Schmidt (GS) jelortogonalizációs eljárás alkalmazását, amely lehetővé teszi egy lineárisan független vektorrendszer ortonormálisvá alakítását. Ennek a megközelítésnek a hátránya az ortogonalizációs hibák jelentős növekedése a jel-alvivők számának növekedésével egy csomagban, különösen, ha csökken a frekvencia-elválasztásuk. A hibákra robusztusabb a Löwdin ortogonalizációs eljárás (Per-Olov Löwdin, LO) [17] . Összehasonlításképpen a [17] ábrán . Az N-OFDM jelek Gram-Schmidt és Levdin módszerekkel végzett demodulálása során a BER érték függését a frekvenciaközi intervallumtól mutatjuk be 16 és 32 alvivő esetén. Ezen ortogonalizációs eljárások sajátossága, hogy az ortogonalizációs eljárás végrehajtása után szükség van a jelek amplitúdó-fázis korrekciójára, amely a megfelelő segédvivő paraméterek kísérő torzulásával jár. A korrekciós együtthatók a pilotjelekből számíthatók ki az adatgyűjtési fázis során.

N-OFDM jelek feldolgozása ADC mintákból

Analóg-digitális konverter (ADC) minták feldolgozása során az N-OFDM jelek demodulálásának feladata a jelkeverék feszültségmintáiból összeállított egyenletrendszer megoldására redukálódik az alvivő amplitúdóinak ismeretlen kvadratúra komponenseihez viszonyítva.

OFDM jelek feldolgozása ADC decimációval [

Ennek a feldolgozási lehetőségnek az a lényege, hogy a vevő oldalon az FFT műveletet használó frekvenciaszűrők szintézise előtt az információáramlást az ADC minták további kapuzásával ( decimáció ) tizedeljük (egy bizonyos törvény szerinti felhalmozás fix időintervallumokban reset) [5] [19] A jelminták megfelelő feldolgozása, figyelembe véve a stroboszkóp M egész időtartamát ( decimation factor ), a következőképpen ábrázolható: [19]

y[n]=\sum _{k=0}^{M-1}x[nM+k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,..,N

ahol T az ADC mintavételi periódusa (a minták közötti intervallum). - bemeneti jelfeszültségek tizedelés előtt , M - villogás időtartama, - N-OFDM jelcsomag középfrekvenciája. $x[nM+k]$ $f$

Ha , akkor teljesül , és ezért [19] $2\pi fkT=k\pi /2$ $e^{-i2\pi fkT}=1,e^{-i\pi /2},e^{-i\pi },...$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cos{k\pi /2}+Im(x[nM+ k ])sin{k\pi /2})\,

Im(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cos{k\pi /2}-Re(x[nM+ k ])sin{k\pi /2})\,

Amikor megkapjuk $Im(x[nM+k])=0$

Re(y[n])=x[nM]-x[nM+2]+x[nM+4]-...,

Im(y[n])=-x[nM+1]+x[nM+3]-x[nM+5]-...

Az FFT szűrők további szintézise a tizedelés eredményeként képződött jelelegy mintái alapján történik [5] . Ez a tizedelés amellett, hogy csökkenti a feldolgozó eszközök teljesítményére vonatkozó követelményeket, lehetővé teszi a vételi csatornák zajtűrésének növelését a sávon kívüli jelvétel elnyomásával a decimátor frekvenciaválaszának felhasználásával. Ezenkívül az olvasási tizedelés lehetővé teszi a digitális sugárformáló berendezés megvalósításának egyszerűsítését, ha digitális antennatömböket használnak N-OFDM jelek vételére , például egy MIMO rendszerben .

Ha az ADC -leolvasások jobb anti-aliasing szűrésére van szüksége, a súlyegyütthatók vektorát helyettesítse be a decimációs eljárás megadott kifejezésébe : $h[k]$

y[n]=\sum _{k=0}^{M-1}x[nM+k]h[k]\ e^{-i2\pi fkT},n=0,1,. .,N

Egy példa az ilyen típusú súlyfeldolgozásra a páratlan kapu időtartamú tizedelés: [ 20 ] $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=-6[nM+1]+32x[nM+3]-52x[nM+5]+32x[nM+7]-6x[nM+9],

Im(y[n])=x[nM]-17x[nM+2]+46x[nM+4]-46x[nM+6]+17x[nM+8]-x[nM+10] .

Mivel az ADC minták tizedelését az összes alvivő frekvenciafüggő parazita fázisfordítása kíséri, valamint az FFT szűrők frekvenciaválaszának torzulása az N-OFDM jelek demodulációja során , ezért a négyzetkomponensek becslései a jelamplitúdókat korrigálni kell a jelzett fázis- és frekvenciatorzulások kompenzálására. Hasonló feldolgozás az ADC leolvasások tizedelésével alkalmazható OFDM , COFDM jelek esetén is.

N-OFDM jelek demodulálása FFT szűrő kimenetekről

Az FFT -t használó frekvenciaszűrők szintézise utáni N-OFDM demodulációs eljárás részletes leírása az Orosz Föderáció 2054684 számú találmányra vonatkozó szabadalmának leírásában található [3] .

N-OFDM jelek demodulálása FFT szűrőszintézis nélkül

Ha megtagadja az FFT szűrők kialakítását, az N-OFDM jelek demodulálása lehetséges a korrelációs módszerrel. Ilyen példát említenek Makarov S. B., Zavyalov S. V. [21] munkái.

N-OFDM jelek demodulációja wavelet szűrés alapján

Az N-OFDM jelek demodulálására, amelyek nem ortogonális frekvenciájú harmonikus alvivők halmaza, wavelet - szűrés használható a vevő oldalon. A legegyszerűbb esetben ez lehet a frekvenciában ortogonális wavelet szűrők rendszere, amelyet wavelet transzformációk alapján szintetizálnak, és ez egy analitikus függvényekkel leírt frekvenciaválaszhoz vezet [22] . Az ilyen típusú waveletekre példa a harmonikus burst és a Morlet wavelet [23] .

Az N-OFDM módszer változatai

Hartley-alapú függvényeken alapuló N-OFDM

Az N-OFDM ezen verziójában a jeleket az adó oldalon cas függvények modulálásával alakítják ki az impulzusamplitúdó moduláció (PAM) vagy a kvadratúra amplitúdó moduláció (QAM) törvénye szerint. A vevő oldalon a jeldemoduláció során az egyes cas-függvények amplitúdóit a maximum likelihood módszerrel vagy a legkisebb négyzetek módszerével becsüljük meg [24] . Ebben az esetben a feldolgozáshoz olyan minták használhatók, amelyek az ADC mintavételi periódusának tempóját követik, vagy azok tizedelése után. A Hartley függvényt tizedelő függvényként használják. [25]

Különösen, ha és , akkor a tizedelés a [25] kifejezés szerint történik. $Im(x[nM+k])=0$ $2\pi fkT=k\pi /2$

Re(y[n])=\sum _{k=0}^{M-1}(Re(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

Im(y[n])=-\sum _{k=0}^{M-1}(Im(x[nM+k])cas{k\pi /2})\,

N-OFDM + MIMO

Fast-OFDM

Izzat Darwazeh és MRD Rodrigues [26] 2002-ben javasolta a Fast-OFDM adatfrekvenciás multiplexelés (FOFDM) módszert, amely az OFDM-nél kétszer kisebb frekvencia-alvivő távolságot használ. Ez a körülmény lehetővé teszi számunkra, hogy a Fast-OFDM-et magas fokú feltételrendszerrel tekintsük köztes kapcsolatnak az OFDM és az N-OFDM között.

A Fast-OFDM módszer azon a tényen alapul, hogy két komplex alvivő korrelációs együtthatójának valós része nulla, ha az alvivők közötti frekvenciatávolság 1/(2T) egész számú többszöröse (T a felhalmozási intervallum). (félszimbólum intervallum az alvivők között.). Lényeges, hogy az OFDM-hez képest kettős frekvenciájú multiplexelés ellenére a jelek továbbra is ortogonálisak maradjanak egymásra. ábrán. egy 32 alvivőből álló jelcsomag spektrumát OFDM és Fast-OFDM moduláció esetén szemléltetjük [17] . Külön meg kell jegyezni, hogy a frekvencia multiplexelés növekedésével a sávon kívüli jelkibocsátás szintje csökken.

Fontos azonban megjegyezni, hogy az OFDM-hez viszonyított spektrális hatásfok növelése Fast-OFDM esetén csak a jelek valós ábrázolásának és egydimenziós (valós) modulációs sémák - BPSK vagy M-ary - használata esetén lehetséges. KÉRDEZ. Ellenkező esetben a Fast-OFDM jelekkel továbbított információ nem állítható vissza a vevő oldalon.

Egy ilyen jelentős hiányosság azonban nem akadályozta meg ennek a módszernek a szerzőit abban, hogy tovább tanulmányozzák a módszer képességeit [27] [28] [29] , és a megfelelő elmélet kidolgozását száloptikai adatátviteli rendszerekben végzett kísérleti demonstrációkba vigyék [30] [ 31] [32] Például az a tény, [32] 20 Gigabit/s sebességű adatátvitel 4-ASK F-OFDM modulációval optikai kábelen keresztül 840 km távolságon. Ebben az esetben az alvivők frekvenciaválasztásához az FFT helyett diszkrét koszinusz transzformációt használunk. Figyelembe véve a Fast-OFDM képességeinek elemzését, ígéretesebbnek tűnik a szuperfelbontásra való radikális átmenet a spektrális tartományban, amely lehetővé teszi a jelfrekvenciák sűrűbben történő elhelyezését, így azok egymásra nem ortogonálisak.

FBMC

FBMC _ _ _ _ _

Sajnos a metódus nevét nem választották meg túl jól, mert így nem lehet egyértelműen megítélni a módszer lényegét: például a gyors Fourier transzformációs (FFT) szűrőbankot használó OFDM is ebbe a definícióba tartozik. .

Valójában a külföldi publikációkban bemutatott FBMC technológia a gyors Fourier-transzformációhoz képest nagy frekvenciájú szelektivitású kiegészítő szűrés alkalmazásán alapul az adó és vevő szegmensekben. Ez lehetővé teszi a sávon kívüli sugárzás jelentős elnyomását, valamint a többfrekvenciás jel spektrális hatékonyságának és a kommunikációs csatornák zajtűrésének növelését. A legszélesebb körben használt kiegészítő szűrés több FFT-szűrő válaszainak súlyozott összegzése, például egy Hamming-súlyablak.

Az FBMC módszerrel publikált munkákban gyakran használják az OFDM -re jellemző alvivők frekvenciatávolságát [34] [35] . Ugyanakkor az FBMC esetében a különbség a jelentősen csökkent sávon kívüli vételben rejlik.

A Fast-OFDM módszerhez hasonlóan azonban az FBMC esetében is elérhető az alvivők közötti félszimbólum intervallumnak megfelelő csatornák frekvencia multiplexelése [36] . Ez a tény lehetővé teszi számunkra, hogy az FBMC-t bizonyos fokú konvencionálissággal a nem ortogonális frekvenciajelekkel rendelkező módszerek osztályába soroljuk (Non-Orthogonal Waveform).

Az egyik első orosz nyelvű, az FBMC-módszer külföldi változatának elemzéséről szóló alkotást 2012 májusában mutatták be a hallgatók, posztgraduálisok és fiatal tudósok összoroszországi tudományos és műszaki konferenciáján, a „TUSUR-2012 tudományos ülésszakon” a Tomszkban. Állami Irányítórendszerek és Rádióelektronikai Egyetem (TUSUR) [37]

Az FBMC módszer története a gyors Fourier-transzformáció alapján szintetizált szűrők frekvenciamenetének oldallebenyeinek elnyomásának problémájának megoldására irányuló munkákból származik . Ebben az esetben, az FBMC módszertől eltérően, a frekvenciaválasz oldallebenyeit nem minden egyes FFT szűrő esetében, hanem azok teljes bankjában, mint egészben elnyomtuk. Az egyik első ilyen jellegű publikáció Eric Phillip Lawrey [38] disszertációja volt, amelyben az oldallebenyek elnyomására az ADC kimenetről kapott OFDM jelminták előzetes digitális szűrését javasolták FIR szűrők alapján. az ismert súlyú "ablakoknak", valamint maga Lawrey által javasolt "ablakoknak" megfelelő súlyozási együtthatók.

Ennek a megközelítésnek a kidolgozásakor 2004 áprilisában felmerült az az ötlet, hogy a vételi szegmensben egy frekvenciaszűrő-bankot szintetizáljanak FFT szűrőválaszok súlyozott összegzésével, hasonlóan az FBMC-hez [39] . Ebben az esetben a többfrekvenciás jelek további szűrését alkalmaztuk a Fourier-transzformáció végrehajtása előtt, hogy elnyomjuk a frekvenciaszűrők frekvencia-válaszának oldalsó lebenyeit . Ehhez három frekvencia decimátor szűrő válaszainak súlyozott összegzését használtuk, amelyeket a gyors Fourier-transzformációval szintetizáltunk :

w={\frac {U_{1}+\beta U_{2}+U_{3}}{\beta }}

ahol , , a Fourier transzformáció kezdeti válaszai, az ablakos transzformáció eredménye, megfelel a Hann (Hanning) ablaknak, - a Hamming ablaknak [2] [39] . A megadott súlyozás megvalósítása csúszóablak módban történik a Fourier-transzformáció választömbjén. $U_{1}$ $U_{2}$ $U_{3}$ $w$ $\beta=2$ $\beta =0,53836/0,23082$

Mivel az FFT szűrőválaszok súlyozott összegzésének bizonyos törvényei (Hamming, Hanning (Hanna) stb.) alapján analitikusan leírható a szűrőbankot alkotó eredményül kapott szűrők frekvenciaválaszának változásának törvénye, az intervallum az alvivők között a szimbólum intervallum felénél kisebbre állítható. Ennek eredményeként az N-OFDM és az FBMC technológia hibridje lesz ( N-OFDM+FBMC ).

Jelenleg az FBMC általánosításai ismertek, figyelembe véve a MIMO elv ( FBMC + MIMO ) használatát.

Az FBMC egy változata a vett N-OFDM jelek wavelet szűrésének alkalmazása [22] .

GFDM

GFDM ( angolul Generalized Frequency Division Multiplexing ) – a frekvencia diszkrét multiplexelés általánosított módszere

N-OFDM+UFMC

Az UFMC ( magyar univerzális szűrő több vivő ) egy univerzális szűrési technológia több alvivő számára. Biztosítja az ortogonális alvivők csoportjainak szűrését az adóban a sávon kívüli sugárzás csökkentése és a szomszédos adatcsatornák közötti védőintervallum csökkentése érdekében [40] [41] .

Az UFMC alkalmazható N-OFDM jelek esetén az egyes alvivő-csoportok szűrése mellett a vevőben [40] .

Az N-OFDM elmélet jelentősége

Kommunikáció

Az N-OFDM módszert az 5G kommunikációs hálózatok technológiai alapjainak prototípusának tekintették , amelynek fizikai rétegét nem ortogonális jelekre tervezték megvalósítani ( Methodology for 5G Physical Layer Based on Non-ortogonal Waveforms ). Az 5G hálózatok nem ortogonális jeleinek feldolgozását szabványosító európai projekt az 5GNOW (5th Generation Non-Orthogonal Waveforms) nevet kapta. A projekt webhelye http://www.5gnow.eu/ . Az FBMC, GFDM stb. jelek nem ortogonális osztályának fajtáit tekintették szabványosításra jelölteknek.

Radar

Az N-OFDM jelek radarproblémák megoldására használhatók, többek között a MIMO technológián alapuló integrált radar-kommunikációs rendszerekben [42] .

Jegyzetek

↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Nem ortogonális frekvencia multiplexelés (N-OFDM) jelek. 1. rész . Technológiák és kommunikációs eszközök. - 2013. - No. 5. S. 61 - 65. (2013). Hozzáférés dátuma: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2016. április 6. (határozatlan)
↑ 1 2 3 Slyusar, Vadim. Nem ortogonális frekvencia multiplexelés (N-OFDM) jelek. 2. rész . Technológiák és kommunikációs eszközök. - 2013. - No. 6. C. 60 - 65. (2013). Letöltve: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2018. június 19. (határozatlan)
↑ 1 2 3 Slyusar, V.I. Az Orosz Föderáció szabadalma: 2054684, G01R23/16. Az amplitúdó-frekvencia jellemzők mérési módszere. - 1992. . Közzétett 96.02.20., Bull. 5. szám (1992). Letöltve: 2017. augusztus 8. Az eredetiből archiválva : 2017. augusztus 8.. (határozatlan)
↑ 1 2 Sliusar, Vadim Ivanovics; Smoliar Viktor Hrihorovics. Pat. Ukrajna No. 47835 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Nsrrow-sáv információs csatornák frekvenciaosztásos multiplexelésének módszere. . Appl. 2001106761 sz., Kiemelt adatok 2001.10.03. - Hivatalos közzétételi adatok 2002.07.15., Hivatalos Értesítő 7. szám (2002). Hozzáférés dátuma: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2016. március 4. (határozatlan)
↑ 1 2 3 4 Sliusar, Vadim Ivanovics; Smoliar Viktor Hrihorovics, Sztyepanec Anatolij Mikhajlovics, Sliusar Ihor Ivanovics. Pat. Ukrajna 47918 A. IPС8 H04J1/00, H04L5/00. Módszer Nsrrow-Band információs csatornák frekvenciaosztásos multiplexelésére. . Appl. 2001117512 sz., Kiemelt adatok 2001.11.05. - Hivatalos közzétételi adatok 2002.07.15., Hivatalos Közlöny 7. szám (2002). Hozzáférés dátuma: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2016. március 4. (határozatlan)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Kommunikációs csatornák frekvencia multiplexelése a jelek szuper-Rayleigh-felbontása alapján. . Izvesztyija vuzov. Ser. Radioelektronika - 2003. - 46. évfolyam, 7. szám, C. 30 - 39. (2003). Letöltve: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2018. augusztus 29. (határozatlan)
↑ 1 2 Slyusar, V.I., Smolyar V.G. Jelek nem ortogonális diszkrét frekvenciamodulációjának módszere keskeny sávú kommunikációs csatornákhoz. . Izvesztyija vuzov. Ser. Radioelektronika - 2004. - 47. évfolyam, 4. szám, C. 53 - 59. (2004). Letöltve: 2014. május 31. Az eredetiből archiválva : 2018. augusztus 29. (határozatlan)
↑ 1 2 M. R.D. Rodrigues és I. Darwazeh. Spektrálisan hatékony frekvenciaosztásos multiplexelésen alapuló kommunikációs rendszer.// InOWo'03, 8th International OFDM-Workshop, Proceedings, Hamburg, DE, 2003. szeptember 24-25. - https://www.researchgate.net/publication/309373002 Archivált 2018. november 1-jén kelt példány a Wayback Machine -nél
↑ Masanori Hamamura, Shinichi Tachikawa. Sávszélesség-hatékonyság javítása több vivős rendszerek esetén. //15th IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, vol. 1, okt. 2004, pp. 48-52.
↑ Li. DB Magas spektrális hatékonyságú technológia és módszer átlapolt frekvenciaosztásos multiplexelésre [P]. 2006, PCT/CN2006/002012 (kínai nyelven)
↑ Xing Yang, Wenbao Ait, Tianping Shuait, Daoben Li. Egy gyors dekódoló algoritmus nem ortogonális frekvenciaosztásos multiplexelési jelekhez // Kommunikáció és hálózatépítés Kínában, 2007. CHINACOM '07. - Augusztus 22-24. 2007.- P. 595-598.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues és I. Darwazeh, "A kombinált MMSE-ML detektálás egy spektrálisan hatékony, nem ortogonális FDM jelhez", Broadband Communications, Networks and Systems, 2008. BROADNETS 2008. 5th International Konferencia, szept. 2008, pp. 421-425.
↑ I. Kanaras, A. Chorti, M. Rodrigues és I. Darwazeh, "Spektrálisan hatékony FDM jelek: Sávszélesség-növekedés a vevő bonyolultságának rovására", IEEE International Conference on Communication, 2009. ICC '09., 2009. június , pp. 1-6.
↑ Bharadwaj, S., Nithin Krishna, BM; Sutharshun, V.; Sudheesh, P.; Jayakumar, M. Alacsony komplexitású észlelési séma NOFDM-rendszerekhez hiperszférákon keresztüli ML-felismerés alapján.//Eszközök és kommunikáció (ICDeCom), 2011. évi nemzetközi konferencia. - február 24-25. 2011. - Pp. 1-5.
↑ Ahmad, Norulhusna; S-Yusof, S. Kamilah; Fisal. Norsheila; Anwar, Khoirul; Matsumoto, Tad. Lágy visszacsatolású MMSE kiegyenlítés nem nortogonális frekvenciaosztásos multiplexelés (n-OFDM) jelészleléshez.// 2012-es nemzetközi ITG-műhely az intelligens antennákról (WSA). — 2012-03-07. — P.p. 248-255. — https://dspace.jaist.ac.jp/dspace/bitstream/10119/10532/1/17698.pdf Archivált 2017. augusztus 7-én a Wayback Machine -nél .
↑ Safa Isam A Ahmed. Spektrálisan hatékony FDM kommunikációs jelek és adó-vevők: tervezés, matematikai modellezés és rendszeroptimalizálás.//PhD fokozat megszerzésére benyújtott dolgozat. — Kommunikációs és Információs Rendszerek Kutatócsoport Tanszék, Elektronikai és Villamosmérnöki Egyetem University College London. — 2011. október.- http://discovery.ucl.ac.uk/1335609/1/1335609.pdf Archiválva : 2018. november 2. a Wayback Machine -nél
↑ 1 2 3 4 5 Darwazeh Izzat. Új pillantás a frekvenciaosztásos multiplexelésre; Az ortogonalitási határ alatti működés.//The 2nd IET International Conference on Wireless, Mobile & Multimedia Networks (ICWMMN 2008). - Peking, Kína. - okt. 2008. 12-15.
↑ Ioannis D. Kanaras. Spektrálisan hatékony többvivős kommunikációs rendszerek: jelészlelés, matematikai modellezés és optimalizálás. A filozófia doktora fokozat megszerzésére benyújtott szakdolgozat. - Kommunikációs és Információs Rendszerek Kutatócsoport, Elektronikai és Villamosmérnöki Tanszék, University College London. - 2010. június - 214 p. - http://discovery.ucl.ac.uk/766544/1/766544.pdf Archiválva : 2018. november 2. a Wayback Machine -nél .
↑ 1 2 3 Slyusar V. I. Algoritmusok szintézise M forrás tartományának mérésére az ADC leolvasások további kapuzásával.// Izvestiya vuzov. Ser. Radioelektronika - 1996. - 39. évfolyam, 5. szám - C. 55 - 62 .
↑ Slyusar V.I., Zhivilo E.A. A tandem kvadratúra tizedesnek megfelelő digitális szűrés. //VI. Nemzetközi Tudományos és Műszaki Szimpózium "Új technológiák a távközlésben" (GUIKT-Karpaty '2013), 2013. január 21-25. - Karpaty, Vyshkov. - C. 41 - 43. [https://web.archive. org /web/20160406103605/http://slyusar.kiev.ua/VYSHKIV_2013_2.pdf Archiválva : 2016. április 6. a Wayback Machine -nél ]
↑ Makarov S. B., Zavyalov S. V. Nem ortogonális többfrekvenciás jelek koherens vételének zajtűrésének javítása.//A Szentpétervári Állami Műszaki Egyetem tudományos és műszaki nyilatkozatai. Informatika. Távközlés. Ellenőrzés. – 2(193)/2014. - C.45 - 54 _
↑ 1 2 Slyusar V.I. Wavelet koncepció N-OFDM jelekhez. // II. Összukrán Tudományos és Műszaki Konferencia "Infokommunikációs problémák", Poltava - Kijev - Harkov, 2018. 20-21. lombhullás - C. 39-41. [1] Archiválva : 2019. július 5. a Wayback Machine -nél
↑ Arshakyan A.A. Larkin E.V. Harmonikus komponenseket elválasztó szűrők frekvenciakarakterisztikája.// Proceedings of the Tula State University. Műszaki tudomány. - 2012. [2]
↑ Vasziljev K. A. N-OFDM jelek frekvencia-multiplexálásának potenciálhatárai a Hartley-transzformáció alapján frekvenciahordozók kvadratúra amplitúdómodulációjával.// Vezérlőrendszerek, navigációs kommunikáció, 2008, 2(6). - S. 149 - 152.
↑ 1 2 Ukrajna szabadalma a 41297 számú használati mintára. IPC (2006) G01S7 / 36, H03D13 / 00. Módszer egy analóg-digitális átalakító leolvasásának további kapuzására. // Slyusar V.I., Vasziljev K.A. - Ukrajna szabadalmi bejelentése U200900296 számú használati mintára, 2009.01.15. - Patent Publ. 2009. május 12., bul. 9. sz. [3] Archiválva : 2016. április 20. a Wayback Machine -nél
↑ MRD Rodrigues, Izzat Darwazeh. Gyors OFDM: Javaslat az OFDM-sémák adatsebességének megduplázására.// Nemzetközi Kommunikációs Konferencia, ICT 2002, Peking, Kína, 2002. június. - Pp. 484-487
↑ Dimitrios Karampatsis, MRD Rodrigues és Izzat Darwazeh. A lineáris fázisdiszperzió következményei OFDM és Fast-OFDM rendszereken.// London Communications Symposium 2002. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2002/LCS112.pdf Archiválva : 2015. július 23. a Wayback Machine .
↑ D. Karampatsis és I. Darwazeh. OFDM és FOFDM kommunikációs rendszerek teljesítményének összehasonlítása tipikus GSM többutas környezetekben. // London Communications Symposium 2003 (LCS2003), London, Egyesült Királyság, o. 360 – 372. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2003/94.pdf Archiválva : 2015. július 23. a Wayback Machine -nél .
↑ K. Li és I. Darwazeh. A Fast-OFDM rendszer és az átfedő többvivős DS-CDMA rendszer teljesítményének összehasonlítása.// London Communications Symposium 2006. - http://www.ee.ucl.ac.uk/lcs/previous/LCS2006/54.pdf Archivált 2015. július 23-án kelt példány a Wayback Machine -nél .
↑ E. Giacomidis, I. Tomkos és J. M. Tang. Optikai Fast-OFDM teljesítménye MMF-alapú hivatkozásokban. // Optikai szálas kommunikációs konferencia és kiállítás (OFC/NFOEC), 2011 és az Országos Száloptikai Mérnöki Konferencia. - 2011. március 6-10.
↑ E. Giacomidis, SK Ibrahim, J. Zhao, JM Tang, AD Ellis és I. Tomkos. Az intenzitás-moduláció és a közvetlen detektálású optikai gyors-OFDM kísérleti és elméleti vizsgálata MMF-linkeken keresztül.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24. sz. 1, 2012. január 1. – Pp. 52-54.
↑ 1 2 Jian Zhao és Andrew Ellis. 4-ASK optikai gyors OFDM átvitele kromatikus diszperzió kompenzációval.// IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 24. sz. 1, 2012. január 1. – Pp. 34-36.
↑ Bellanger MG FBMC fizikai réteg: alapozó / MG Bellanger et al. - 2010. január.
↑ Farhang-Boroujeny B. OFDM Versus Filter Bank Multicarrier//IEEE Signal Processing M agazine.— 2011.— Vol. 28., 3. sz.— P. 92—112.
↑ V. V. Vityazev, A. A. Ovinnyikov. Jelek elemzésének/szintézisének módszerei több vivővel rendelkező vezeték nélküli kommunikációs rendszerekben.//Elektrokommunikáció. - 2013. 9. szám - 28-32.
↑ Behrouz Farhang-Boroujeny. Filter Bank Multicarrier for Next Generation of Communication Systems.//Virginia Tech Symposium on Wireless Personal Communications. 2010. június 2-4
↑ Balashova K. V., Lobanov N. A., Dolgikh D. A. Filter bank multicarrier modulator // Tudományos munkamenet TUSUR-2012: mater. Vseros. sci.-tech. konf. hallgatók, végzős hallgatók és fiatal tudósok „Tudományos ülésszak TUSUR-2012”, a TUSUR 50. évfordulója alkalmából, 2012. május 16–18. Tomszk, 2012. 2. rész. 75–78.
↑ Eric Phillip Lawrey BE (Hons). Adaptív technikák többfelhasználós OFDM-hez. // Szakdolgozat a filozófia doktora fokozat megszerzéséhez villamos- és számítástechnika szakon. - Mérnöki Iskola, James Cook Egyetem. - 2001. december - http://www.skydsp.com/resources/OFDM_thesis_lawrey.PDF Archiválva : 2016. március 5. a Wayback Machine -nél
↑ 1 2 Slyusar V. I., Korolev N. A. Vashchenko P. A. Egy módszer a cellás kommunikációs rendszerek frekvenciaszelektivitásának növelésére digitális sugárformálás segítségével. // További ХІV NTK absztraktjai. 1. rész - Zsitomir: ZHVIRE. - 2004. - S. 77. [4] A Wayback Machine 2021. augusztus 22-i archív példánya
↑ 1 2 Slyusar V.I. Az N-OFDM és az UFMC integrációja. // Az "Információbiztonság és számítástechnikai technológiák" IV. Nemzetközi Tudományos és Gyakorlati Konferencia előadásai: absztraktok, 2021. április 15-16. - Kropyvnickij, 2021. - C. 48. - DOI: 10.13140 / RG.2.6.444788 [5] Archiválva : 2021. augusztus 22. a Wayback Machine -nél
↑ Grishin I.V., Kalinkina A.A. A többfrekvenciás jelmoduláció módszereinek áttekintése modern vezeték nélküli hálózatokban.//Információs technológiák és távközlés. - 8. évfolyam, 2. szám - 2020. - C. 55 - 67.
↑ Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. A haditechnikai kutatás alapjai. Elmélet és alkalmazások. Hangerő. 2. A fegyverek és katonai felszerelések információs támogatásának szintézise.//Ed. A.P. Kovtunenko // - Kijev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7. [6] .

Irodalom

Minochkin A.I., Rudakov V.I., Slyusar V.I. A haditechnikai kutatás alapjai. Elmélet és alkalmazások. Hangerő. 2. A fegyverek és katonai felszerelések információs támogatásának szintézise.//Ed. A.P. Kovtunenko // - Kijev: "Granmna" .. - 2012. - S. 7 - 98; 354-521 . [7] .

Lásd még

Linkek

Slyusar Vadim Ivanovich, Új mátrixműveletek digitális jelfeldolgozáshoz
Európai projekt 5GNOW (5. generációs nem ortogonális hullámformák)